本发明涉及一种电容-电感-电感-电容(cllc)双向谐振变换器，具体涉及一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法。

  全球不可再次生产的能源迅速消耗，使用清洁能源代替燃烧汽油的电动汽车是环境保护的重要组成部分。电动汽车应用领域的关键技术之一是用于锂离子电池充电和放电的车载充电机(obc)变换技术。obc通常具有6.6kw、11kw和22kw的单相三相充电能力。obc正向运行时电网能量向高压电池充电，obc反向运行时高压电池的能量向交流负载放电或为其他电动车提供动力辅助。由于电动汽车的特殊应用背景，要求obc具有高功率密度、低成本和宽范围输出特性。现有的obc内部最常用的是两级结构，即：pfc(power factor correction，功率因数校正)与高压直流dc/dc变换器级联。第一级pfc级实现功率因数校正并生成稳定的母线电压。第二级dc/dc将高压总线转换为宽范围的电池电压，并在ac侧和dc侧之间提供隔离。用于obc的dcdc拓扑最具竞争力的是cllc谐振变换器。可将目前现有的cllc拓扑应用于obc的方案分成两类：

  第一类是可调节的直流母线方案。由第一级pfc产生宽范围可变的高压直流母线电压，后级cllc谐振变换器主要在谐振频率点工作损耗最小，并使用sic器件提高整机的效率和功率密度。这类方案避开cllc复杂的参数设计过程，经对比变母线方案较固定总线％。这种宽范围调节母线的方案，由于采用了高压宽禁带器件，整机成本会大幅度提升，而且使用高压母线电容也将具有较大的体积和成本。

  第二类方案是不调节母线电压的方案，由pfc输出的母线v，使拓扑应用的开关管和母线电容耐压规格较低。为实现宽范围的电池充电电压，研究人员提出将不同的控制策略相结合的方法以扩展谐振转换器的工作范围，控制方式一般会用频率调制、脉冲宽度调制和相移控制相结合的策略。这些新颖的控制策略通常根据不同的工作区域而具有复杂的控制模式，这增加总系统的复杂性并降低软件的可靠性，根据拓扑使用区间的定制化方案不利于功率从单相扩展到三相。

  总之，由于obc超宽的电池电压充电范围，以及cllc拓扑的多个谐振参数耦合特性，使cllc变换器的设计过程复杂且困难。上述两种方案分别利用变母线和控制策略实现宽范围充电，而不是拓扑自身特性，这样的方案将带来成本高体积大竞争力较低的车载充电机。所以，为了突出cllc谐振变换器应用于车载充电机的优势，要设计合理的参数使谐振变换器能轻松实现输入输出具有较宽变化范围。然而，现有的cllc谐振参数设计方法较难满足实际车载充电机产品的应用。

  本发明的最大的目的在于提供一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法，以克服现有技术中的不足。

  本发明实施例提供了一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法，其包括如下步骤：

  (1)提供与pfc模块级联的双向cllc谐振变换器，并依据所述双向cllc谐振变换器的一个或多个结构特征和/或一个或多个性能特征，选定所述双向cllc谐振变换器的工作频率范围；

  (2)当所述双向cllc谐振变换器在宽范围工作时，根据额定电压的工作点初步设置变压器的匝数比；

  (4)对变压器的匝数比进行优化，之后再次进行步骤(3)的操作，直至使所述双向cllc谐振变换器具有所需的工作效率。

  在一些实施方式中，步骤(1)中所述双向cllc谐振变换器的一个或多个结构特征和/或一个或多个性能特征包括磁性元件的大小(相当于变压器的大小)、输出功率、开关损耗、emc传导辐射要求。

  在一些实施方式中，所述双向cllc谐振变换器的工作频率在100khz至200khz范围内。

  在一些实施方式中，步骤(3)中，当正反向传输功率在同等级条件下，所述双向cllc谐振变换器的副边电容的电容值为原边电容的电容值的2倍。

  在一些实施方式中，步骤(3)中，根据正反向传输要求确定合适的ln和qe。

  与现有技术相比，本发明提供的一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法可以使谐振变换器在宽范围运行中获得最佳的充电效率，同时具有较低的实现成本。

  图2a-图2b是本发明一典型实施案例提供的一种双向cllc谐振变换器在充、放电模式下的等效数学模型；

  图3a是本发明一典型实施案例中一种双向cllc谐振变换器在充电模式下的归一化增益图形；

  图3b是本发明一典型实施案例中一种双向cllc谐振变换器在放电模式下的归一化增益图形；

  图4是本发明一典型实施案例提供的一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法的流程图；

  图5a-图5b是本发明一典型实施案例中在充、放电模式下不同变压器匝比mosfet的损耗；

  图6a是本发明一典型实施案例中放电模式增益曲线b是不同变压器匝比下放电模式工作点分布。

  鉴于现有的双向cllc谐振变换器的参数设计方法通常应用于双向对称的工况，而

  较难满足实际车载充电机产品的应用等不足，本案发明人经长期研究和大量实践，得以提出本发明的技术方案。如下将对该技术方案、其实施过程及原理等作进一步的解释说明。

  本发明的一典型实施案例提供的一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法主要应用于图1所示的双向车载充电机，其具有两级结构，第一级是fpc模块，包括双向ac-dc整流器和逆变器，其可以将85vac-265vac的单相电网电压整流为400v的固定总线(即，提供固定母线电压)。该充电机具有的宽范围ac输入以满足不同国家和地区的电网要求。第二级是双向cllc谐振变换器，能够将母线v的超宽电池电压。

  更为具体的，其中第一级的pfc运行于ccm模式，其中s1和s3采用igbt工作频率是67khz，s2和s4是并联的sic二极管，用作高频整流同时宽禁带器件可消除反向恢复损耗。s5和s6是igbt组成的低频整流开关管。由于母线电压固定，在ccm模式下的pfc仅在ac侧具有较大范围的变化，设计容易实现。双向cllc变换器在母线侧和电池侧均具有全桥结构。图中l

  是谐振电容，变压器匝数比n∶1。最大充电功率为dc 6.6kw，交流侧放电功率为ac3.3kw。对于谐振变换器，正反向运行是不对称的工况，固定的低母线v，从而cllc变换器可选择普通的si mosfet，整机的实现成本较低。

  进一步的，参阅图4所示，该典型实施案例提供的一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法包括如下步骤：

  综合考虑开关损耗、变压器体积以及emc(电磁兼容性)的测试范围，cllc的工作频率在100khz至200khz的范围内是较为合适的。

  当输入和输出具有较宽范围变化时，首先根据额定电压的工作点设置变压器的匝数比。

  根据充放电模式，选择合适的ln和qe。其中cllc变换器副边电容cn的值反向传输功率的能力，在正反向传输功率在同等级条件下，cn的值通常取2。

  根据上述步骤选择的参数可以满足充电和放电的功率转换要求，但在超宽的输出范围下，电池电压较低时会具有较大的环流值，mosfet的导通损耗较其他工作点大，这不利于整机的器件选型。需要增加n的值以降低充电模式下低压部分的环流有效值，降低mosfet的损耗。增加n的值可以显著减小充电损耗，但同时会增加放电工况的损耗。因此变压器的匝比决定了谐振变换器正反向工作的整机效率，通常充电效率是更为关注的指标，n值的选取倾向于提高充电效率。

  具体的，基于fha分析，得到充放电模式下cllc的等效数学模型如图2a-图2b所示。为更好地分析，可以将cllc模型的参数在充放电运行时都等效到母线端，r

  根据fha的等效模型，推导出充放电谐振网络的增益公式如式(3)-(4)所示。

  [0045][0046][0047][0048][0049][0050]

  将表达式(5)-(9)代入到式(3)和(4)中，推导归一化的增益模型如下式(10)和(11)所示，变换增益与f，l

  将式(11)和(12)的虚部设置为零，可以求解出充放电的谐振频率点如下：

  。以归一化的开关频率作为变量，画出充放电增益曲线随不同谐振参数变化的趋势。可以看到，随着q

  值的减小曲线变窄，增益逐渐增加，cllc变换器具有更好的输出电压能力和更小的频率变化范围。其中l

  较小时，充电模式下低频谐振点处增益越大，导致高频谐振点附近的增益损失越多。当c

  的值应小于5。综合充放电的增益情况，在双向传输功率相当的需求，cn的值选择2-3是较为合适的。

  在宽范围应用谐振变换器参数选取过程中，效率是最重要的优化量。cllc拓扑运行于软开关模式，因此mosfet的损耗主要是导通损耗，导通损耗是由谐振腔的环流值决定的，变压器的匝比决定充放电的环流值分布，也就是系统最佳工作点的分布。推导充电模式下母线侧的环流有效值为：

  的值越大输出功率能力越小，环流越小效率越高，即在额定的输出功率下，设计的l

  使功率域量越小效率将越高，通常这一优化过程对效率的影响有限。当n的值选择越大时，充电模式下母线侧的环流值越大，母线线侧的mosfet和谐振电容器的损耗较大。在充电模式下，电池侧的mosfet用作二极管，环流对损耗的影响较小，放电模式具有相同趋势。当n的值选择得较小时，放电模式下电池侧的环电流较大，电池侧mosfet和谐振电容的损耗较大。即调节n的值可以设置较高的效率在充电工况还是放电工况。通常充电模式是典型的工作区域，因此n的值往往会设置在考虑优化提高充电效率。此外，n还将宽范围的工作点划分成升压区(频率小于谐振频率)和降压区(频率大于谐振频率)，其中升压区的运行频率较低，增益曲线效率高易于控制是较好的工作区。

  本发明以上实施例提供的一种双向cllc谐振变换器的参数设计方法可以指导cllc变换器的参数设计与优化。基于车载充电机高效率和低成本的要求，采用固定母线方案，通过分析谐振变换器的增益和损耗表明，谐振电容和变压器匝比是双向运行的主要影

  响参数。合理设置谐振电容与变压器匝比可使谐振变换器在宽范围运行中获得最佳的充电效率，同时具有较低的实现成本。

  在一个具体的应用案例中，设计的双向cllc谐振变换器输入输出电压功率如下表1所示。

  开始。综合考虑开关损耗，变压器体积以及emc的测试范围，cllc的工作频率在100khz至200khz的范围内是较为合适的，在本文中，将f0设置为100khz。确定谐振频率后，变换器的工作点将接近谐振频率。cllc系统的高频谐振点f

  由四个谐振参数确定，为了简化参数设计过程，将选定的谐振频率近似等于f0，实际的充电谐振频率将略大于f0，而放电谐振频率将略小于f0。

  进一步的，对于所述双向cllc谐振变换器，其输入和输出电压转换公式为：

  当输入和输出具有较宽范围变化时，首先根据额定电压的工作点设置变压器的匝数比。从上一节可以看出，cllc转换器在高频谐振点处的增益将略低于1，初始设计可以暂时将增益值m

  ＝2时，正反向工作的增益可较好地满足双向功率传输。在图3a-图3b中给出了随l

  ＝2时充电增益曲线上感性区最大的增益值是2.83。比较图4a和图4b，可以看到一些曲线是不连续的。增益曲线上具有两个峰值，只有频率较高的峰值点才处于可应用的感性区。随着q

  )的值增加，增益的峰值会逐渐降低，并在两个谐振频率点之间出现一个容性区，导致感性区的峰值突变到高频谐振点的增益值。

  ＝1.58(电池电压270v)，增益为0.85(即接近所需的增益0.6)，则所选参数符合要求。根据正向增益，l

  的值。具体来说，放电工况下输出是恒定电压值，负载不变。在这种情况下，电压和直流功率值分别为400v和3600w，即q

  ＝0.39。逆变时电池电压270v需要满足增益1.64的要求，从放电曲线可以看出，当q

  根据上述步骤选择的参数可以满足充电和放电的功率转换要求，但在超宽的输出范围下，电池电压较低时会具有较大的环流值，mosfet的导通损耗较其他工作点大，这不利于整机的器件选型。需要增加n的值降低充电模式下低压部分的环流有效值，降低mosfet的损耗。本实施例选择的q1-q4的导通电阻为40m，选择的q5-q8的导通电阻为70m。谐振参数相同，不同n值对比充放电模式下的开关损耗如下图5a-图5b所示。图中的对比给出了两个极限工作点270v/6.6kw和480v/6.6kw的损耗值。如果根据额定工作点将n选择为0.9，那么在270v/6.6kw时损耗将高达36w。增加n的值可以显著减小充电损耗，但同时会增加放电工况的损耗。通常充电效率是更为关注指标，n值的选取倾向于提高充电效率。

  此外随着n值的增加，高频谐振点对应的电池电压逐步降低，充电工况具有更多工作点处在升压区域。同时放电工况更多的工作点位于降压区域，并且放电模式的工作频率将提高。下图6a-图6b中所示的曲线绘制了在不同匝数比和不同电池电压下放电模式的增益曲线。曲线中的负载对应的是母线kw。该图表明随着n的增加，放电模式的工作点频率将显著增加。本实施例设计的obc采用调频和打嗝模式结合的控制策略，当cllc的工作频率超过300khz后从调频状态进入到300khz的打嗝状态。工作点频率的增加将使更多的工况位于打嗝区，由于占空比是间隙性发波，电池电流的纹波会较大，不是较好的工作区，因此调整n时同时要考虑放电工作点的划分。如下图6b所示描述负载变化时放电工作点的分布情况，n的值越大，放电工况打嗝的区域越大。因此综合考虑整机充电效率和放电工作点的分布，将n确定为1更合适，结合软件仿真及器件的选型微调谐振参数，最终优化后的谐振参数和器件选型如下表2所示。相应实验样机(充放电额定功率分别为6.6kw dc和3.3kw ac)的设计参数也如下表2所示。通过该实验样机验证所提出的参数设计方法。实验结果表明，谐振变换器可实现双向宽范围功率变换，满载充电效率达到97.5％，整机充电效率94.5％。

  应当理解，上述实施例仅为说明本发明的技术构思及特点，其目的是让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。